目前有很多PCB設計工程師在開發高速數位電路板，其中設計熱插拔電路以提高電路板功效是一件非常有挑戰性的工作。本文將介紹熱插拔設計基礎，說明不同類型熱插拔控制器的利弊，并詳細講述熱插拔三個關鍵元件的選擇過程，即類比控制器、功率MOSFET和功率感應電阻器。
雖然現在已有很多關注于熱插拔控制器設計文獻，但是熱插拔設計功能性、可靠性及難易程度還取決于在穩定狀態與短路條件下控制器和MOSFET的正確選擇。下面我們將對一個
電路板設計實例進行逐步分析，并說明應用某些控制器時的設計複雜性。
基本熱插拔電路
圖1顯示了一個基本熱插拔電路，它包括一個熱插拔控制器(U1)、一個N通道功率MOSFET(Q1)和一個功率感應電阻器(Rsense)。
有兩種類型熱插拔控制器，分別是電壓控制型和電流控制型。電壓控制型對Q1的柵極慢慢充電，漏電壓跟隨柵極電壓變化。這種類型的問題是涌入電流不能直接控制，而取決于輸入電源的輸出阻抗和熱插拔負載的阻抗，可在MOSFET周圍加幾個分離元件限制涌入電流，因此還必須添加其它一些元件以便在出現故障時實現快速關閉。建議新設計不要采用這種結構，除非是在較低的功率水淮上進行熱插拔。
電流控制熱插拔控制器至少含有一個線性電流放大器(LCA)。電流放大器可以感應Rsense兩端的電壓，并透過回拉Q1的Vgs以保持Rsense上的電壓，因而限制峰值涌入電流。由于涌入電流是可以選擇的，所以DC/DC轉換器輸入電壓的上升時間將主要由輸入阻抗決定。開機時涌入電流過衝擊主要取決于負載阻抗、所選擇的MOSFET、熱插拔控制器驅動器和熱插拔LCA的速度。
選擇熱插拔控制器
應選擇整合的熱插拔還是分離的MOSFET/控制器解決方案呢？讓我們首先考慮一下采用整合MOSFET的類比IC方法，可能要考慮的第一件事是整合系統IC與單獨的控制器和功率MOSFET的比較。對于-48V電信應用，目前市場上至少已有一種整合解決方案，就是來自Supertex的HV111。該元件在類比過程中整合了一個內建的旁路MOSFET開關，通常而言類比過程比功率MOSFET具有更高的Rds(on)與面積的乘積，這意味著對于相同的Rds(on)類比開關將佔用更多的空間，或者說在相同的面積內，類比開關將有更高的Rds(on)，這對80V或100V開關尤其如此。HV111有一個額定80V的開關，典型Rds(on)為1Ω，最大Rds(on)為1.5Ω。
如果負載電流為1A，則開關最大電壓降為1.5V，可能導致低壓鎖定，因此制造商將元件的額定值設為1.65A。由于負載為72W，峰值電流可能為2.8A，所以可將元件搜尋范圍收窄到外部電流控制器熱插拔或分開的功率MOSFET與Rsense。
那么應使用什么樣的電流控制器？由于主要關心的是系統可靠性，所以要尋找對過電流或短路響應最快的控制器，制造商把這個作為從Vsense高電平至拉回到閾值附近的MOSFET的柵極電壓或低tpHLsense的傳播延遲。制造商還可能標出控制回路跨導dIgate/dVsense，它表示柵極電壓變化與Vsense電壓變化之比。另外還要看一下柵極驅動功能，以確定其可以產生或消除MOSFET寄生電容器。
下面我們比較一下故障響應速度和柵極驅動特性。具有較高下拉電流的快速元件在故障條件下功率消耗較低，很多控制器只解決通過控制器的時間延遲，經過MOSFET的開關時間則交由設計人員運算。
由于制造商標明的控制回路速度各有不同，所以最好在工作臺上用相同測試條件對幾個樣本進行比較。同樣，傳播延遲從檢測出故障開始，直到柵極電壓被下拉到類比電流設定點為止。
使用浮動控制器時，需要添加額外的電阻器，稱為Rshunt。如像UCCx921、ADM1070和LTC4151均為‘浮動’控制器，就意味著元件裡都含有一個電壓調節器，該調節器在地和-48V線路之間與一個分流電阻器串聯。UCCx921有一個最小9V的調節電壓，因此其Rshunt消耗的功率為：
PRshunt=(Vinmax-Vregmin)2/Rshunt
建議以最小Vin向調節器提供至少2.5mA偏流，因此
Rshunt=(Vinmin-Vrefmax)/2.5mA=35V/2.5mA=14KΩ。
使用10KΩ時，
PRshunt=(75V-9V)2/10KΩ=0.44W
所以應使用至少1W的電阻器。
此外，控制器可以讓整個線電壓通過其自身。例如ISL6141可以通過線電壓，其額定值為100V。為了承受可能時長為1μs的200V瞬時電壓，必須添加一個瞬時電壓抑制器以保護控制器。添加瞬時電壓抑制器并不總是一件簡單的任務，因為系統工程師經常不知道系統的最大瞬時電壓大小。
選擇Rsense
為了選擇Rsense的值，需要知道熱插拔電路所需的峰值電流。例如你正設立什么樣的電源？它必須提供多大的峰值功率？制造商建議使用什么輸入電容器或過濾器？
電路板將插入-48V背板中，所以要一個1.2V輸出和60A峰值負載或72W轉換器。和大多數電源制造商一樣，建議在電源的Vin(+)接腳和Vin(-)接腳之間加一個220μF電容器，輸入線電壓可以在-75V至-35V之間，制造商指定在60A負載時最大輸入電流為2.8A。另外你也可以自己運算該電流，最大輸入電流出現于負載功率最大且輸入電壓最小時，即
IInput max=Pout max/(Vin min×η)
=72W/(36V×0.72)=2.8A
其中η是該線路和負載條件下的最差效率。
選擇MOSFET
根據要滿足的技術規格，ETSI ETS300 132-2(100V瞬時電壓持續100ms)或Bell Core Gr-513-CORE電信規格均可保證抵抗持續10ms-75V、持續10μs-100V和持續1μs-200V電涌。如果系統規格是承受100ms 100V電壓，則需選擇一個100V MOSFET，我們希望熱插拔MOSFET上的電壓降最小，同時使功率損失也最小。非故障條件下MOSFET的最大功率損失為：
P=Imax2×Rds(on)
如果考慮使用D2Pak封裝的NTB52N10，其額定值為100V BVDSS，則在Vgs=10V時最大Rds(on)為30mΩ。最大Pwr(on)損失
P=Ipk2×Rds(on)max=2.82×0.03=0.24W
短路時的安全性
負載短路時，全部Vin都加在MOSFET上。這是最糟糕的情況，電流只受MOSFET Rds(on)和熔斷絲電阻的限制。從控制器的技術規格出發，假定你正使用一個具有3μs傳播延遲的控制器，用于響應故障并下拉MOSFET基淮以維持類比電流限制，則最壞情況下的電流為：
Ifaultworstcase=Vinmax/(Rds(on)+Rfuse)=75V/(0.030+0.035)=1154A
當然，隨著MOSFET溫度上升，其Rds(on)也將上升，最后從MOSFET曲線的線性區移到飽和區，MOSFET將自行限制到180A左右，短路時的功率為：
Pwrshortcircuit=Vinmax×Imax=75V×180A=13,500W
現在市場上有很多熱插拔控制器出售，請密切注意所選擇的電流驅動控制器的速度和驅動能力。Rsense電路斷路器限制電壓設為可接受的電大輸入電流，同時必須檢查短路情況下MOSFET的最差結溫，它必須低于最大額定作業結溫以確保設計安全可靠。
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